Материал: 637_Nosov_V.I._Seti_radiodostupa_CH.2_

уровней подается на аналогово-цифровые преобразователи. В АЦП каждому из принятых уровней в соответствии с таблицей 3.7 ставятся в соответствие два цифровых потока I1I2 Q1Q2 .

В устройстве деразмещения каждой из комбинаций четырех цифровых потоков I1I2Q1Q2 ставится в соответствии с таблицей 1.6 одна из восьми

комбинаций трех цифровых потоков d1d2d3 . В параллельно-последовательном преобразователе три цифровых потока символов d1d2d3 преобразуются в цифровой поток с битовой скоростью Rb 3 Rs .

3.2.6 Восстановление несущей частоты (опорного сигнала) при М- ОФМ

Принимаемый М-фазный сигнал, без учета аддитивного шума, можно

где 2 (m 1)/ M – информационная компонента фазы сигнала.

Проблема восстановления несущей сводится к устранению информационной компоненты фазы и, как следствие, получению немодулированной несущей cos(2 f0t ) . Один из методов, с помощью

которого получается немодулированная несущая, является метод обобщения петли с квадратированием, используемой при двух и четырехпозиционной фазовой модуляции. Структурная схема этого метода представлена на рис. 3.34.

Принимаемый модулированный сигнал M ОФМ проходит через устройство возведения в М-ую степень M , на выходе которого образуются гармоники частоты входного сигнала f0 . Полосовой фильтр выделяет М-ую гармонику cos(M 2 f0t M ) и подает ее на один из входов перемножителя

фазового детектора ФД петли ФАПЧ местного генератора частоты Ген, который генерирует М-ую гармонику частоты входного сигнала cos(M 2 f0t ˆ) .

Слагаемое информационной фазы входного сигнала (3.60) на выходе устройства возведения в М-ую степень будет равно

96

Рис. 3.34 Восстановление несущей для М-позиционной ФМ

Таким образом, после возведения в М-ую степень в выходном сигнале будет отсутствовать информационное изменение фазы. Выход ГУН cos(M 2 f0t ˆ) делится на М для получения опорного сигнала cos(2 f0t ˆ)

рис. 3.33.

Нетрудно показать, что опорный сигнал при этом имеет неоднозначность фазы относительно фазы принимаемого сигнала 360 M , которую можно

устранить дифференциальным (относительным) кодированием данных на входе модулятора на передающей стороне и дифференциальным декодированием данных после демодуляции на приемной стороне.

Для М-позиционной ОФМ возможно так же использование фазовой автоподстройки частоты опорного генератора с обратной связью по решению рис. 3.35.

Принимаемый сигнал демодулируется в синфазной и квадратурной ветвях и в результате получаются выходные сигналы X и Y соответственно. В оценивателе фазы определяется оценка фазы принятого сигнала (3.61)

результате получается сигнал ошибки (t) . Этот сигнал ошибки является

входом петлевого ФНЧ, который обеспечивает сигнал управления для генератора опорного сигнала.

97

Эта М-фазная отслеживающая петля имеет фазовую неоднозначность опорного сигнала 360 M , которую можно устранить дифференциальным

(относительным) кодированием данных на входе модулятора на передающей стороне и дифференциальным декодированием данных после демодуляции на приемной стороне.

Как известно при использовании дифференциального (относительного) кодирования передаваемая информация содержится в парах последовательно передаваемых символов. Перескоки фазы опорного сигнала происходят сравнительно редко, так что на длительном интервале фазу опорного сигнала можно считать постоянной, но выбранной случайным образом из множества M возможных значений фазы. Передачу информации по такому каналу удобно рассматривать с использованием алгебраической модели канала [22].

98

операции над ними совершаются по известным правилам сложения по модулю

2.

Неоднозначность фазы также отображается символом f , который принадлежит множеству . Тогда принятые символы определяются как сумма по модулю M переданных символов и символов неоднозначности f

рис. 3.36, а

f (D)

б)

Рис. 3.36 Алгебраическая модель канала с дифференциальным кодированием

Представим последовательность M – ичных символов дифференциально закодированного передаваемого сигнала v и неоднозначности фазы опорного сигнала f в виде формальных рядов

99

передаточная функция относительного декодера на выходе канала с неоднозначностью рис. 3.36 а. Тогда последовательность символов на его выходе имеет вид

uˆ(D) v (D) H (D) v (D) f (D) H (D)

где знак – означает сложение по модулю M .

Если положить H (D) 1 D , то при подаче на вход относительного декодера последовательности символов неоднозначности f (D) (3.64), на его выходе получим единственный ненулевой символ f в момент r 0 , так как f (D)H (D) f . В последующие моменты времени при r 0 символы

неоднозначности на выходе дифференциального декодера равны нулю. Очевидно, что передаточная функция относительного кодера должна быть обратной передаточной функции относительного декодера

Функциональные схемы дифференциального (относительного) кодера и декодера приведены на рис. 3.36, б. Декодер состоит из устройства вычисления разности символов (по модулю M ) и элемента задержки символов на один такт (время одного символа). При двухпозиционной ФМ функции вычитающего устройства реализует сумматор по модулю 2. В дифференциальном кодере используется сумматор по модулю M .

Для каналов с многопозиционной ФМ дифференциальное кодирование и

представлены в двоичном двухразрядном коде Грея. Такое устройство является составным элементом дифференциального кодера и декодера в системе с 4- ОФМ. Синтез схем для ОФМ другой кратности может быть выполнен по известным правилам синтеза устройств дискретной автоматики.

100