Материал: 637_Nosov_V.I._Seti_radiodostupa_CH.2_

амплитуды модулированного сигнала тем глубже, чем больше величина фазового скачка; возрастание мощности внеполосных составляющих спектра сигнала, причем с увеличением фазового скачка мощность этих составляющих возрастает.

Из приведенных выше рассуждений следует, что для уменьшения глубины паразитной амплитудной модуляции и мощности внеполосных составляющих спектра фазомодулированного сигнала необходимо уменьшать величину фазового скачка при переходе от символа к символу.

Рис. 3.16 Временные диаграммы 4-ОФМ сигнала на входе и выходе полосового фильтра.

Таким требованиям удовлетворяют два специальных вида четырехпозиционной фазовой модуляции – 4-ОФМС (относительная фазовая модуляция со сдвигом) или OQPSK (Offset Quadrature Phase Shift Keying) и

4 DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying).

3.2.2Четырехпозиционная относительная фазовая модуляция со

сдвигом

Четырехпозиционная фазовая модуляция – 4-ОФМС (относительная фазовая модуляция со сдвигом) или OQPSK (Offset Quadrature Phase Shift Keying) отличается от 4-ОФМ тем, что в квадратурный поток Q(t) вводится

задержка равная времени передачи одного бита Tb рис. 3.12. При этом сигнал на выходе модулятора 4-ОФМС

66

Задержка модулирующего сигнала в квадратурном канале на Tb приводит к тому, что моменты границ символов получаются сдвинутыми во времени. В результате двухпозиционная фазовая модуляция в синфазном BPSKP и квадратурном BPSKQ каналах рис. 3.12 производится в разные моменты времени, т.е. скачок фазы происходит только в одном из каналов. Из векторной диаграммы рис. 3.14 следует, что при 4-ОФМС в каждый момент времени может измениться только один из двух битов в паре сигналов 00, 01, 11, 10 . Например, если текущее состояние входных сигналов в каналах P(t) и Q(t) было 00 (фаза выходного сигнала равна 4 ), то при смене входного бита в канале Q(t) с 0 на 1, состояние пары бит станет 01 и фаза выходного сигнала станет равной 4, т.е. фазовый сдвиг выходного сигнала будет равен 2 . В результате аналогичных рассуждений можно показать, что суммарное изменение фазы никогда не превысит 90 ( 2) рис. 3.17.

Поскольку 4-ОФМС (OQPSK) и 4-ОФМ (QPSK) отличаются только задержкой модулирующего сигнала в квадратурном канале, то спектральные характеристики этих двух методов модуляции в основной полосе канала совпадают (рис. 3.15), а внеполосные излучения будут меньше при 4-ОФМС, так как в этом методе модуляции отсутствуют скачки фазы на 180 , которые в значительной мере увеличивают внеполосные составляющие в спектре модулированного сигнала 4-ОФМ. Кроме того, при 4-ОФМС наличие скачков фазы не превышающих 90 приводит к уменьшению глубины паразитной амплитудной модуляции по сравнению с 4-ОФМ (рис. 3.16), что улучшает качество передачи такого сигнала по каналам, имеющим существенно нелинейную амплитудную характеристику uвых (t) uвх (t) . Также можно отметить, что при 4-ОФМС наличие скачков фазы не превышающих 90 может оказаться полезным, поскольку физические ограничения модуляторов фазы не позволяют легко выполнить значительные изменения фазы при больших скоростях передачи.

Метод частотной модуляции минимальным сдвигом ММС (MSK), рассмотренный в параграфе 2.2, иногда рассматривают как метод квадратурной фазовой манипуляции со смещением (OQPSK), но с заменой прямоугольных

67

модулирующих импульсов длительностью 2Т полуволновыми отрезками синусоид или косинусоид cos t2T .

Рис. 3.17 Временные диаграммы в модуляторе 4-ОФМC

3.2.3 Модуляция π4 DQPSK

Функциональная схема модулятора приведена на рис. 3.18. Вид сигналов в различных точках схемы модулятора показан на рис. 3.19. Формирование сигнала происходит в несколько этапов.

На первом этапе поступающие на вход модулятора биты цифрового сигнала

68

стактовой частотой FTb 1 Tb преобразуются в два параллельных потока символов

стактовой частотой символов FTs 1 Ts , где Ts 2Tb . На рис. 3.19 границы

символов отмечены пунктирными линиями. Каждой паре символов в дешифраторе ставится в соответствие приращение фазового угла i . Такая процедура снижает

скорость цифрового потока в два раза, т.к. два информационных бита кодируются одним значением фазового угла. Зависимость между значениями пары символов и приращением фазового угла в дешифраторе приведена в таблице 3.2.

Затем в накапливающем сумматоре, состоящем из линии задержки на длительность символа и сумматора, представляющих собой дифференциальный кодер рис. 3.8 а, происходит дифференциальное кодирование изменений фазы, в результате чего формируется фаза сигнала i . Именно из-за наличия

дифференциального кодера фазы данный вид модуляции получил название дифференциальной 4 DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying)

На следующем этапе, в соответствии со структурной схемой, в функциональных преобразователях вычисляются квадратурные компоненты комплексной огибающей сигнала

i (t iT )I cos i (t iT ) синфазная компонента,

(3.32)

i (t iT )Q sin i (t iT ) квадратурная компонента.

Сформированный сигнал в точках а и b структурной схемы рис. 3.18 имеет

69

вид последовательности дельта функций i (t iT ) с ограниченным набором нормированных значений амплитуды 0, 1 2, 1 рис. 3.19. Импульсный сигнал поступает на формирующие фильтры низкой частоты (ФНЧ).

Таблица 3.2 Приращения фазового угла в дешифраторе модулятора

Эти фильтры предназначены для формирования определенной формы модулирующего сигнала во временной частотной области. Данные фильтры являются важнейшими элементами модулятора и демодулятора и их характеристики

ввиде фильтров Найквиста рассмотрены в параграфе 1.1 (формула (1.3) и рис. 1.2).

Врезультате прохождения дельта функций i (t iT ) с ограниченным набором нормированных значений амплитуды 0, 1 2, 1, на выходе ФНЧ они приобретают сглаженный вид, соответствующий импульсной характеристике фильтра h(t) (формула (1.4) и рис. 1.3). Сглаженные квадратурные компоненты